肖特基二极管广泛用于电源系统设计，可在各种输入电源故障条件下提供保护，并通过合路(ORing)并联电源提供系统冗余[1]．例如，在汽车电源系统设计使用功率肖特基二极管，可在电池反向和各种汽车电气瞬变条件下提供保护，防止负载MCU器件内部ESD二极管导通．工业系统传统上采用肖特基二极管提供反极性保护以防止现场电源接线错误，并提供对雷电和工业浪涌的抗扰能力．常用的电信服务器、存储和基础设施设备均采用肖特基二极管来提供系统冗余，或通过对两个或更多电源采用ORing连接增加功率容量．然而，肖特基二极管的正向压降较大，会降低下游电源的电源净空，并且在大电流下产生显著的功率损耗，从而更须要使用散热器和更大的电路板空间来进行热管理，而且正向传导损耗和相关的热管理会使效率降低，并使系统成本和空间增加．另外，在使用大容量保持电容器的系统上，肖特基二极管在启动期间的会通过较大的浪涌电流，可能会影响前级稳压电源稳定输出[2]．综上所述：随着系统集成度的越来越高，导致负载功率水平提高以及功率密度需求增加，肖特基二极管无法满足新一代高性能电源系统设计的需求．一种解决方案是用MOSFET开关代替二极管，当电源通路正向传导时，控制MOSFET栅极使其导通，电流通过MOSFET的沟道以低损耗的路径流动，具有超低的正向压降；当电源通路反向截止时，控制MOSFET栅极使MOSFET的沟道关断，具有极低的反向电流，这构成了一个“理想”二极管功率通路，能够较好解决肖特基二极管正向压降较大、大电流下的功率损耗较大的问题[3-8]．然而，MOSFET是一个四端器件，在通过控制栅极实现MOSFET关断的同时，还须要控制衬底电位，防止寄生的体二极管的通道，文献[9-10]采用“浮动衬底”连接方式，即将PMOS管串联，其体二极管连接成背靠背形式，形成浮动衬底电位，虽然可以避免寄生体二极管导通，但PMOS管串联方式增加了功率通路的导通阻抗．对于MOSFET功率管驱动控制方式，文献[6]采用了线性调整的方式控制PMOS功率管，虽然能够实现PMOS的快速反向电流阻断，但由于误差放大器输出摆幅的限制，无法将PMOS栅极完全下拉至地，导致PMOS功率管无法完全开启；文献[8]采用MOSFET实现了理想二极管的功能，可提供高达30 A的负载电流，但无法实现灵活配置限流阈值，以抑制电源通路中的浪涌电流、保护电源通路中的负载器件．为此设计了一款具有高精度、可编程限流功能的双通道二极管功率通路，提出了一种新颖的自适应电源选通控制电路，使PMOS管衬底电位始终与电路的最高电位连接，避免了多电源轨下MOSFET功率管寄生的体二极管导通的风险，具有较低的反向漏电流；采用了线性调节控制与迟滞开/关控制相结合的驱动控制方式，保证功率管在重载或满载时具有较低导通阻抗，还有具有快速反向电流阻断特性；设计了具有高精度、可编程限流的保护电路，能够根据应用需求，灵活调节限流阈值，实现限流保护或浪涌抑制的功能．1 系统结构分析设计的双通道二极管功率通路系统结构如图1所示，包含两个二极管功率通路：通道1、通道2功率输入(VIN1和VIN2)，通道1、通道2功率输出(VOUT1和VOUT2)．两个通道拥有各自的驱动电路模块、可编程限流控制模块，通过在可编程配置端口(VPCL1或VPCL2)端口配置电阻(RPCL1或RPCL2)，可实现对应二极管功率通路限流阈值的调节．10.13245/j.hust.240054.F001图1双通道二极管功率通路系统结构图设计工作电压目标值为1.8~5.5 V，具有毫欧级的正向导通阻抗，微安级的反向关断电流，并且集成可编程限流功能，可实现浪涌抑制或限流保护．每个通路内部包含对应的MOSFET功率管、驱动电路模块、可编程限流模块；为了保证两个通路正常工作，还包含内部电源(VCC INT)、基准及偏置电路模块．2 电路设计思路及实现2.1　MOSFET功率管的设计为了提高电路的集成度，降低电路设计的复杂度，提高电路的可靠性，采用PMOS管作为功率开关管．由于二极管功率通路具有反向保护特性，并且设计电路包含两个通路，可以合路并联以提高电源通路的功率或实现冗余备份功能，因此二极管功率通路的功率端口电压是不确定的，须针对此应用场景进行针对性的设计，防止PMOS功率开关管寄生的体二极管导通，产生反向电流流向备用电源．传统解决方法如图2(a)所示，采用PMOS管串联方式，其体二极管连接成背靠背形式[9-10]，虽然可以解决寄生的体二极管反向导通问题，但是PMOS管串联增大了功率管的导通阻抗，须牺牲芯片面积以弥补导通阻抗的增加．10.13245/j.hust.240054.F002图2二极管功率通路功率管的设计设计了一种自适应电源选通控制电路，通过自适应检测4个功率端口(VIN1，VIN2，VOUT1和VOUT2)电压，选通其中的最高电压作为电路内部的电源(VCC INT)，与PMOS功率管的衬底连接，使PMOS管衬底电位始终与电路的最高电位连接，如图2(b)所示，使PMOS功率开关管的寄生体二极管始终处于反偏状态，规避了传统PMOS功率开关管串联设计的缺点，能将PMOS功率开关管的尺寸减小为传统方法的1/4，同时减小了漏电流．将自适应选通得到的内部电源VCC INT也作为偏置电路、带隙基准的电源，大幅减少了内部电路设计的复杂度．自适应电源选通控制电路如图3所示，由电压检测模块、逻辑判断模块、选通开关(MP1~MP4)组成．电压检测模块对4个功率端口(VIN1，VIN2，VOUT1和VOUT2)电压进行检测，对应输出检测结果(A1~A4)．若功率端口电压为最高电压(即使最高电压的端口不唯一)，则对应功率端口的检测结果为低电平，其余端口对应的检测电路输出最高电压．逻辑判断模块对电压检测模块的输出结果进行优先级判断，然后通过输出(D1~D4)控制选通开关(MP1~MP4)．其中VIN1的选通优先级最高，然后按照VIN2，VOUT1和VOUT2顺序依次降低，其组合逻辑表达式为：10.13245/j.hust.240054.F003图3自适应电源选通控制结构图D1=A¯1；D2=A1A¯2；D3=A1A2A¯3；D4=A1A2A3A¯4．选通得到的内部电源VCC INT的逻辑表示为VCC INT=VIN1D¯1+VIN2D¯2+VOUT1D¯3+VOUT2D¯4．通过以上逻辑控制，内部电源VCC INT始终按照设定的优先级选通电压值最高的功率端口电压，与PMOS功率开关管衬底连接，使寄生的二极管处于反偏状态．当二极管功率通路处于重载或满载时，PMOS功率管栅极被驱动控制电路下拉至地，处于完全开启状态．此时PMOS功率管处于深度线性区，因此输入-输出导通阻抗(RDS_ON)可近似为RDS_ON≈[μpCox(W/L)(VGS-VTHP)]-1，式中：μP为PMOS管的载流子迁移率；Cox为单位面积栅电容；W/L为PMOS功率开关管宽长比；VTHP为PMOS管的阈值电压．根据二极管功率通路导通阻抗的设计目标值可得到PMOS功率开关管宽长比为W/L≈[μpCox(VGS-VTHP)RDS_ON]-1．2.2　驱动电路的设计当二极管功率通路在正向导通时，驱动控制MOSFET功率管导通．常见控制方式有线性调节控制和迟滞开/关控制．线性调节控制具有快速反向电流阻断特性的优点，但导通阻抗较大；迟滞开/关控制具有降低功率管的导通阻抗的优点，但是存在较大的反向漏电流．在本电路的驱动电路设计中，将线性调节控制与迟滞开/关控制进行了结合：当负载电流较小时，MOSFET功率管处于线性调节控制状态；当负载大于一定阈值时，MOSFET功率管处于迟滞开/关控制状态，MOSFET功率管处于完全开启状态．设计的单个电源通路驱动控制电路原理图如图4所示，MP1与MP2作为线性调节控制的输入级，MP1与MP3作为迟滞开启控制的输入级，MP1与MP5作为迟滞关断控制的输入级．10.13245/j.hust.240054.F004图4驱动控制电路原理图当电源通路处于正向导通且负载电流较小时，迟滞开启控制输出B点电压为低电平，迟滞关断控制输出C点电压为高电平，控制传输门(TG)导通，线性调节控制输出A点电压控制MOSFET功率管栅极(D点)，此时输出VOUT处于线性稳压状态，环路增益为γLG=-Gm1RAGmPROUT，其中：Gm1为MP1与MP2输入级的跨导；RA为A点输出阻抗；GmP为PMOS功率管的跨导；ROUT为输出节点阻抗．当负载电流继续增大，功率管导通压降增大触发迟滞开启控制的阈值时，迟滞关断控制输出C点电压仍为高电平，控制传输门(TG)导通，迟滞开启控制输出B点电压为高电平，NM1管导通，将D点电压下拉至地，此时MOSFET功率管完全开启．当输出电压因外部应用异常原因突然增大，功率管导通压降低于触发迟滞开启控制的阈值时，迟滞开启控制输出B点跳变为低电平，功率管恢复至线性调节控制状态．线性调节环路能够快速响应调节增大功率管导通阻抗，防止功率管产生瞬态剧烈的反向漏电．若输出电压继续增大，触发迟滞关断控制的阈值时，迟滞关断控制输出C点由高电平跳变为低电平，关断传输门TG，并且控制MP6导通，将D点上拉至内部电源VCC INT(片内最高电源)，将输出功率管关断，使二极管功率通路反向漏电流降低至微安级．2.3　高精度可编程限流保护电路设计为了能够使二极管功率通路灵活应用以保护负载电路或者实现浪涌抑制，设计了一种具有高精度、可编程限流保护电路，如图5所示，能根据应用需求，通过在对应的VPCL端口配置电阻，可灵活调节对应二极管功率通路的限流保护阈值．10.13245/j.hust.240054.F005图5高精度可编程限流保护路原理图高精度、可编程限流保护电路原理为：MPPOW为电源通路的功率管，MPS为通道的电源通路的采样管，两者个数的比例为N．运放A1与MN2组成的负反馈环路确保采样管MPS能够对功率管MPPOW的负载电流精确的电流采样，因此负载电流(IOUT)与采样电流(IS)关系为IS=IOUT/N．采样电流IS流过PCL端口配置电阻RPCL，产生端口电压VPCL与内部参考(VR)进行比较．当负载电流IOUT达到配置的限流阈值ICL时，有ICL=IOUT，VR=ISRPCL．当VPCL电压超过VR时，比较器翻转输出低电平，控制MP7开启，将功率管栅极上拉进行限流箝位．将得到配置电阻RPCL与限流阈值ICL的关系为ICL=NVR/RPCL．3 测试结果与分析双通道二极管功率通路电路基于0.18 μm BiCMOS工艺进行了流片验证，芯片整体尺寸为3 010 μm×1 280 μm，单个通道输出功率管尺寸为1 000 μm×866 μm．图6为测试得到的单个二极管功率通路在输入为3.6 V时效率与输出电流的曲线．相对于肖特基二极管，二极管功率通路能够显著降低电源通路耗散功率，使电源通路的功率传输效率达到92%以上．10.13245/j.hust.240054.F006图6功率通路效率(η)与负载电流(IO)关系曲线图7为测试得到的单个二极管功率通路在输入为3.6 V时室温下输出电流(IO)与正向导通压降(VDO)曲线．当负载电流IO较小(500 mA)时，功率管的驱动电路处于线性调整控制状态，电源通路的输出电压几乎不随负载电流IO变化；当负载电流持续增大，使电源通路的正向导通压降VDO达到一定阈值，功率管的驱动电路进入迟滞开启控制状态，功率管完全开启，处于深度线性区，此时电源通路的正向导通压降VDO随负载电流IO成正比．10.13245/j.hust.240054.F007图7负载电流(IO)与正向压降(VDO)关系曲线图8为测试得到的单个二极管功率通路在反向偏置电压分别为3.6和5.5 V时反向漏电流(IR)与温度(θ)变化曲线．从测试曲线中可以看出，即使在最高反向偏置电压5.5 V、最高工作温度125 ℃条件下，单个二极管功率通路的反向漏电流小于10 μA，远小于普通肖特基二极管[15]．10.13245/j.hust.240054.F008图8二极管功率通路反向漏电流随温度变化曲线图9为两个二极管功率通路Oring连接时，输出电压随着输入变化的响应测试波形，图中：V为电压；t为时间．两个通路均使能工作时，通道1输入电压VIN1保持为3.6 V，当通道2输入电压VIN2为2.6 V时，通道1状态指示端口电压(VSTAT1)为低(0.1V左右)，表示通道1导通，通道2反向截止，输出电压为3.6 V；当VIN2动态升高至4.6 V时，通道1状态指示端口电压(VSTAT1)为高(被上拉至2 V)，表示通道1导通反向截止，通道2导通，输出电压为4.6 V；当VIN2再切换为2.6 V，通道1状态指示端口电压(VSTAT1)为低，表示通道1再次导通，通道2再次反向截止，输出电压为3.6 V．表明两个二极管功率通路能够正常切换导通，并且功率通道端口电流正常，电路内部的自适应电源选通控制电路能够自适应选通功率端口的最高电压与MOSFET功率管衬底连接，避免了寄生的体二极管导通问题．10.13245/j.hust.240054.F009图9二极管功率通路电源电压切换波形图10为测试得到的单个二极管功率通路限流阈值ICL与PCL端口配置电阻RPCL关系曲线．通过在90~2.5 kΩ范围内改变RPCL的阻值可以实现0.15~4 A范围内限流阈值的调节或浪涌电流抑制．10.13245/j.hust.240054.F010图10限流阈值(ICL)与配置电阻(RPCL)关系曲线将本设计的测试结果与文献中已发表的同类设计及安森美公司的额定负载电流为4 A的肖特基二极管产品MBRS410ET3-D进行比较，如表1所示，表中：VFR为正向导通压降，是在VIN=3.6V条件下测试得到的；VR为反向偏置电压；θA为环境温度．与典型额定4 A电流的肖特基二极管相比，本设计中的单个二极管功率通路在输入3.6 V，4 A负载电流条件下，正向导通压降为180 mV，耗散功率为0.72 W，耗散功率降低了64%；在工作温度为125 ℃条件下，单个二极管功率通路的反向漏电流小于10 μA，降低了99.5%以上．与文献[6]的仿真数据相比，本设计测试结果不但在各项参数都具有优势，还增加了可编程限流保护功能，可根据实际应用灵活调节二极管功率通路的限流保护阈值．10.13245/j.hust.240054.T001表1不同设计参数对比参数MBRS410ET3-D文献[6]本文工艺节点/μm—0.180.18VIN/VVFR～1051.5～5.5最大导通电流/A双通道824单通道8VFR/mVIO=2 A47525680IO=4 A500—180IO=8 A525—180IR/μAVR=5 V，ɵA=25 ℃50—5VR=5 V，ɵA=100 ℃2 000—9.24 结语在功率管的驱动控制方面，采用了线性调节控制与迟滞开/关控制相结合的驱动控制方式，使功率管在重载或满载下具有较低导通阻抗，还有具有快速反向电流阻断特性；电路集成了高精度、可编程限流的保护电路，实现了0.15~4 A范围内限流阈值调节．相对传统肖特基二极管，本电路具有较低的正向导通压降和反向漏电流，极大地减小了电源通路的损耗，使电源通路的功率传输效率达到92%以上，大幅降低了电源通路耗散功率，并且提供了更加灵活、高效和稳健的电源通路保护功能．